Emetteur AM dans la bande des 40m : calculs, essais, réalisation.
- xaviermotti
- 31 juil. 2025
- 14 min de lecture
Dernière mise à jour : 16 févr.
Mis en ligne le : 31-7-2025. Mis à jour le : 22-8-2025
-1- Présentation.
Ce post décrit la réalisation d'un émetteur AM destiné à une émission à l'intérieur d'une habitation (voire un peu plus) dans le but de faire fonctionner les vieux récepteurs AM relégués dans l'oubli.
Pour ce modèle d'émetteur, j'ai choisi la bande des ondes courtes à 8 MHz, autant pour explorer une gamme de fréquence que je ne connais pas que pour travailler sur une gamme peu usitée. Je souhaite une puissance de travail de l'ordre de 1 à 2W.
L'émetteur est à transistors et peut se décomposer en 7 étages :
· (1) oscillateur (quartz 8,0 MHz) [1 transistor]
· (2) étage amplificateur 1 [1 transistor]
· (3) étage amplificateur 2 [1 transistor] avec (4) son modulateur par transistor [1 régulateur]
· (5) amplificateur basse fréquence
· (6) adaptateur d'impédance et antenne
· (7) alimentation
Dans ce post, je renvoie à la présentation plus soignée des calculs qui sont présentés dans le fichier PDF en téléchargement à la fin : en effet, il s'est avéré difficile et trop laborieux de programmer les formules et les applications numériques avec cet éditeur.
Le schéma-bloc général de l'émetteur est le suivant :
Le schéma-bloc général de l'émetteur est le suivant :
-2- L'oscillateur.
L'oscillateur est de type Colpitts, C'est un montage classique que l'on retrouve dans de nombreuses publications (ex : biblio 1).
Cet oscillateur a une structure collecteur commun, l'oscillateur fonctionne très bien dans une large plage de fréquence. Nous avons remplacé la résistance de sortie Re par le transformateur L1/L2.
Modèle n°1. Oscillateur Colpitts avec sortie en liaison directe. | Modèle n°2. Oscillateur Colpitts avec sortie sur transformateur. |
Pour les composants, nous avons :
R1 = 47 k ; C1 = 120 pF ; C2 = 100 pF ;
quartz = 8 MHz ; L1 = inductance 4 µH (ferrite) ; L2 = 3 spires
C2 = 98,5 pF ; Q1 = BC 141 (ou 2N 1711 ou 2N 3053 ...)
La résistance d'alimentation Ra permet de passer des 22 V d'alimentation à 16V pour l'étage : Ra = 150 ohm.
Les condensateurs Ca1 = chimique 50 µF à 100 µF et Ca2 = polyester 0,1 µF découplent l'alimentation.
La bobine L1 résonne avec le condensateur C2 à la fréquence de travail de 8 MHz. Ceci permet de disposer en sortie d'une tension sinus à vide avec le minimum de distorsion.
Consommation électrique sous Vo = 16 V : I = 37 mA
La résistance d'alimentation Ra permet de passer des 22 V d'alimentation à 16V pour l'étage : Ra = 160 Ω (on prendra Ra = 150 Ω)
-3- Etage amplificateur n°1.
Le premier étage d'amplification fonctionne en classe C car la base n'est pas polarisée.
On cherche à disposer d'une puissance de sortie de l'ordre de 0,1 à 0,2 W de façon à attaquer l'étage de puissance qui nous fournira 1W à 2W.
Consommation électrique sous 16 V : I = 47 mA
Valeurs des composants :
Ra = 110 ohm | Ca1 = 47 à 100 µF | Ca2 = 100 nF | Q2 = 2N 3053 |
L3 = 2 µH (texte) | L4 = 3 spires (texte) | R2 = 51 ohm | C3 = 100 nF |
Ra est calculé pour abaisser la tension de 22 V à 16 V (environ).
L3 est une bobine à noyau air de 7 mm de diamètre (fil 0,40 mm) avec 25 spires.
L4 est le secondaire avec 3 spires.
La tension sur le collecteur de Q2 est bien propre. Durée de conversion est inférieure à T/2.
Sa décomposition en série de Fourrier est la suivante :
v2(t) = Vmax x [1/3,14 + cos(6,283 x f xt)/2 + ....]
Seule la composante fondamentale : Vmax.cos(6,283 x f xt)/2 est utile ici.
-4- Etage amplificateur BF (signal modulant).
Dans mon application, la source modulante est la sortie "casque" d'un radio récepteur trouvé sur le Web pour 5€.
L'amplificateur doit répondre aux besoins suivants :
coefficient d'amplification faible ;
tension moyenne de sortie autour de 10V donc alimentation minimale 20V ;
puissance faible (un courant de l'ordre de quelques mA est suffisant)
J'ai testé plusieurs circuits amplificateurs BF qui n'ont pas tous donnés satisfaction :
- Un amplificateur opérationnel (LM358) alimenté par une source monopolaire mais dont le courant de sortie est insuffisant pour piloter le modulateur ;
- LM386 (1W) suffisant en puissance mais dont la tension d'alimentation maximale est trop limitée et ne permet donc par d’atteindre V=10V en sortie ;
- TDA2003, TDA2006, TDA2030 très (trop) puissants avec une tension d'alimentation suffisante mais ont une tendance à l'auto-oscillation et surchauffent rapidement s’ils ne sont pas chargés avec l’impédance du haut-parleur ;
- LM380N (2 W) ou LM384N (5 W) ont répondu aux contraintes de tension et de puissance ;
Le LM380N remporte donc ce match. Il sera alimenté sous Vcc = 22V et fournit en sortie le demi potentiel V = 10V qui est envoyé sur le modulateur.
L'excursion est autour de + 7V d'alimentation de l'amplificateur de puissance Q3 : le calcul du taux de modulation est fait dans le paragraphe (4) "Etage modulateur".
Le schéma d'application proposé par le fabricant est le suivant :
En fonctionnement, le montage consomme I = 60 mA. Il est stable malgré la forte présence de composante à 8 MHz.
Il est plus simple d'utiliser un potentiomètre pour ajuster le niveau d'entrée de l'amplificateur audio : en réalité, je dispose déjà d'un réglage de niveau sur la radio : j'ai donc naturellement mis un diviseur fixe.
-5- Etage modulateur.
5.1- Structure du modulateur (version n°1)
J'ai longtemps cherché, mais sans succès, un transformateur modulateur comme ceux qui équipaient les ER de citizen-band. Je me suis donc rabattu sur un modulateur à transistor.
Après avoir testé plusieurs solutions dont le taux de modulation (sans distorsion) n'atteint pas des profondeurs importantes, je me suis fixé sur le choix ci-dessous.
En fait, j'utilise un régulateur de tension LM7805 (ou de préférence LM7806) qui est piloté par le demi potentiel de sortie de l'amplificateur (voir aussi le post : émetteur AM - 540-1600 kHz).
La sortie de l'amplificateur qui est normalement dirigée vers le haut-parleur via un condensateur est utilisée pour décaler le potentiel de sortie du régulateur.
Le régulateur de 5V (je n'avais pas de 6V sous la main) fournit en moyenne en sortie :
Vs = 5 + 10 = 15 V : c'est la tension moyenne de travail de l'amplificateur HF.
L'excursion de tension d’alimentation de l’étage amplificateur (produite par le modulateur) est de l'ordre de +5 V autour de la valeur moyenne de 15V, soit un taux de modulation attendu :
m = (A-B) / (A+B) = 10 / 30 = 5 / 15 = 0,33 soit m = 33,3 %
Ce taux n'est pas très élevé, mais il est suffisant pour transmettre le signal avec un rapport S/B satisfaisant.
Normalement, on doit pouvoir disposer d'une excursion de tension plus large simplement en augmentant le potentiel d'entrée du régulateur. Le taux de modulation peut donc être amélioré. Je verrai cela dans une prochaine version.
5.2- Calcul du dissipateur thermique pour le régulateur.
Caractéristiques thermiques du régulateur LM7805 en boitier TO220
RthJC = 5 °C/W | Résistance thermique jonction-boitier (case) |
RthJA = 50 °C/W | Résistance thermique jonction-air |
RthBR = 0,35 °C/W | Résistance thermique boitier-dissipateur (mica) |
RthDA = ?? à déterminer | Résistance thermique dissipateur-air |
Calcul de la température de la jonction sans dissipateur.
La puissance moyenne dissipée dans le régulateur (TO220) vaut :
P = (Ve-Vs)xI = (22-15)x0,2 = 3W.
Pour le régulateur utilisé seul, la température de jonction Tj vaut :
TJ = (RthJA x P ) + TA = (65 x 3) + 30 = 225 °C
On est largement au dessus de la valeur limite préconisée par le constructeur : Tj = 150 °CC
Calcul du dissipateur pour une température de jonction maximale.
Nous devons calculer la résistance thermique maximale RthDA du dissipateur.
On souhaite que la température de jonction soit de l'ordre de Tj = 100°C au maximum si la température ambiante est Ta = 30°C, on cherche la valeur de la résistance thermique RthDA entre le dissipateur et l'air ambiant pour 3W dissipés.
On doit résoudre :
Tj-Ta = 100 - 30 = 70 °C = P x Rth = P x (RthjB + RthBR + RthDA)
Soit Rth = 70 / 3 = 23 °C/W
On en déduit RthDA = 23 - RthJB - RthBR = 23 - 0,35 - 5 = 18 °C/W.
Le dissipateur aura une résistance thermique RthDA = 18°C / W au maximum. Dans la pratique on prendra largement moins car il faut tenir compte du coffret fermé ne permettant pas la bonne circulation de l'air.
Le dissipateur est un organe qui n'est critique que par sa taille : il est facile de trouver un dissipateur de résistance thermique faible.
Par sécurité, j'ai également prévu une ventilation. L'usage me dira si elle est réellement utile.
5.3- Structure du modulateur (version 2)
Ce modulateur fait appel à un transformateur BF de type TRS-105 ...
-6- Etage amplificateur HF de sortie.
L'amplificateur sera alimenté avec la tension de sortie du modulateur soit environ 15V moyen et avec une plage de 10 V < V < 20V pour les valeurs extrèmes de la tension modulante.
La structure est classique, elle ressemble beaucoup à celle du hacheur parallèle.
Pour les composants on a :
R1 = 750 ohm | R2 = ajustable | D = 1N4004 | Lchke = 50 µH | L1 = 3 µH |
C1 = 82 pF | L2 = 0,65 µH | C2 = 240 pF | C3 = 7-70 pF | Cd = 0,1 µF |
La bobine Lchoke ou bobine d’arrêt empêche les remontés de HF dans le modulateur.
La bobine L1 résonne avec la capacité équivalente à :
C1 + Cob (Cob = capacité de sortie de transistor) = 82 + 45 = 127 pF
Dans ces conditions, le réseau parallèle équivalent à C1-Cob // L1, est un circuit bouchon de résistance élevée donc négligeable devant la charge* de collecteur de Q3.
* charge de collecteur : voir 7.2-
La valeur de Cd est limitée par le fait que la tension varie au rythme de la source BF et que les fréquences aigües qu'elle transporte ne doivent pas être filtrées.
R1 est calculée pour un courant I de l'ordre de 15 fois supérieur à celui attendu dans la base de Q3.
Pour le 2SC2078 le datasheet donne un gain b = 150.
si nous prenons b = 100 pour le calcul du courant de base Ib vaudra alors Ib = 2 mA
soit un courant IR1 dans R1 > 20 mA ; cette valeur n'est pas critique, mais attention à la puissance dissipée dans le réseau.
On voit ici que la durée de conduction de Q3 est inférieure à T/2.
Remarque : dans la littérature
- pour certains montages L1 est une bobine d'arrêt (choke coil),
- pour d'autres montages, on trouve une valeur plus faible qui suppose une résonance avec la capacité de sortie du transistor (biblio 3).
Dans le cas de la résonance de L1 avec la capacité de sortie C1+Cob du transistor, l'impédance de sortie se ramène alors à la résistance pure R de charge du collecteur.
-7- Antenne et étage adaptateur d'impédance.
7.1- L'antenne.
Avant de parler de l'étage adaptation d'impédance, il est nécessaire d'évoquer l'antenne. Il s'agit d'un montage sans prétention, destiné à fonctionner dans une même habitation car
Autour de notre fréquence de travail, on retrouve les bandes :
- radio amateur des 40m de 7 MHz à 7,3 MHz
- applications industrielles de 7,4 à 8,8 MHz
- radio diffusion bande des 41m 7,2 à 7,45 MHz
- fréquence d'appel numérique en haute mer 8,4 MHz
- bande aéronautique 8,8 MHz à 9 MHz
L'antenne n'était donc pas ma préoccupation initiale, mais les premiers essais m'ont poussé à chercher à mieux comprendre les problèmes de non répétabilité que j'ai rencontré entre une séance de test et la suivante. En effet, le simple fait de dérouler plus ou moins consciencieusement l'antenne filaire suffisait à mettre à mal les réglages réalisés.
Ici, je cherche à définir l'antenne de façon un peu plus rigoureuse pour avoir un objet quantifiable dans les calculs et permettant de fixer les réglages de l'adaptateur d'impédance.
L'antenne est cependant un vrai problème car pour des raisons de commodités, je limite sa longueur à une valeur arbitraire L = 4 m.
à la fréquence de 8 MHz, la longueur d'onde vaut lambda = 37,5 m : cette longueur n'est pas facile à gérer pour un petit émetteur dans la maison ;
l'antenne sera plutôt horizontale, voir suivra les contours d'un meuble pour rester invisible (l'idée d'une antenne cadre, plus esthétique, n'est pas à exclure).
Pour l'analyse et la correction de l'antenne, j'ai utilisé un VNA (Vector Network Analyser = analyseur vectoriel de réseau).
Le VNA donne les caractéristiques de l'antenne qui est connectée sur sa sortie 1 ou du réseau connecté entre la sortie 1 et l'entrée 2 sous la forme d'une impédance complexe (résistance totale + j.réactance totale) = Rt + j.Xt. Nous le plaçons comme sur le schéma ci-dessous : il fonctionne en mode réflexion.
On maintient la connexion de masse avec l'émetteur, le pôle de mesure est branché sur l'antenne.
Une telle antenne se veut seulement discrète car avec cette dimension, elle s'avère particulièrement peu efficace.
L'analyse par le VNA de ce fil d'antenne de 4 m produit le relevé suivant :
- résistance équivalente Rp = 14 kohm
- capacité équivalente parallèle Cp = 33 pF (voir le calcul sur le site « biblio 7 » paragraphe « Méthode rapide et approximative ... »)
- SWR = (infini).
Une antenne de longueur L telle que :
lambda /10 < L = 4m < lambda/4 a une résistance d'émission Re donnée par la relation (biblio 2)
Re = 40 x (3,14)² x (L/lambda)² = 4,5 ohm.
lambda est la longueur d'onde
Ce chiffre est la résistance équivalente de l'émissivité de l'antenne et non sa résistance réelle qui inclue des pertes et qui peut être ajustée.
Comme on peut le constater, la part Re est infime par rapport à Rp.
Donc même si on dispose d'une puissance électrique Pe à l'antenne, la puissance réellement émise s'écrit :
Pu = Pe x Re / Rt = Pe x 4,5 / 14000 = 3,2x10-4 x Pe à savoir quelques dizièmes de mW par W d'émetteur !
Il est donc nécessaire d'adapter cette antenne. Comme elle est capacitive, il faudra une self à la base.
Le site (biblio 7) décrit le calcul d'une inductance pour la réalisation d'une antenne raccourcie.
Dans la description faite, l'auteur donne une première méthode qui consiste à calculer L pour une résonance série avec la capacité Cp de l'antenne, Cp est estimée à partir de la longueur et des caractéristiques du fil employés.
Cette valeur est aussi donnée par le VNA.
L.Cp.w² = 1 et pour C = 33 pF, on trouve L = 12 µH.
Par ailleurs, l'article renvoie aussi vers le calculateur du site :
avec L = 4m (13,1 feet) ;
f = 8 MHz ;
distance from antenna base to coil : 0 ;
diamètre fil : 1,2 mm (0,047 inch)
donne la valeur L = 11,1 µH
On est cohérent !
Voici les enregistrements du VNA pour l'antenne corrigée, à sa base, par une self en série de 12,06 µH. On a intérêt à placer une self ajustable.
 |  |
Les chiffres affichés sur l'écran du VNA sont un peu fluctuants : il aurait fallu affiner la plage de fréquences autour des 8 MHz, mais aussi ... refaire l'étalonnage !
A priori, l'antenne vue par l'émetteur a maintenant les caractéristiques suivantes :
Rp = 65,7 ohm ; SWR (ROS) = 1,4.
... elle est devenue "électriquement" correcte !
7.2- L'adaptateur d'impédance.
On doit réaliser l'adaptation d'impédance entre la sortie du transistor amplificateur (prise comme un générateur de Thévenin ou de Norton) et l'antenne (prise comme une impédance complexe RL ou RC), comme l'indique le schéma suivant :
Calcul de la résistance équivalente de Thévenin Rth = résistance de sortie de l'amplificateur (biblio 3 p119), nommée aussi "charge de collecteur" (biblio 4 p176) :
Pour une composante continue Io = 0,200 A absorbée par l'amplificateur, on trouve :
Rth = 55,1 ohm
On choisit de faire l'adaptation (la plus simple) avec un réseau en L (filtre passe-bas) et on cherche la valeur de C2 et L2 pour la configuration du schéma structurel ci-dessus.
En réalité, du fait de la compensation de sa longueur par une bobine, l'antenne R2 présente aussi une composante inductive Lant.
Pour ce cas (antenne inductive), il faudra majorer la valeur de C calculée pour le filtre afin qu'il compense la réactance de l'antenne, par exemple :
- pour Lant = 2 µH il faudra rajouter un condensateur C = 198 pF en parallèle
- pour Lant = 4 µH il faudra rajouter un condensateur C = 99 pF en parallèle
La méthode de calcul de l'adaptateur d'impédance est proposée par les différents auteurs (biblio 5 p486-7) (biblio 3 p9-11) (biblio 6 p64 et +)
On connait R1=Rth = 55,1 ohm ; R2 = 66 ohm ;
On donne les relations Q = Racine((Rant/Rth)-1) = Racine((66/55)-1) = 0,45
XL = QxRth = 0,45 x 55 = 25 d'où L2 = XL / w = 0,50 µH
XC = Rant/Q = 66 / 0,45 = 147 d'où C2 = 1 / w.XC = 135 pF
Dans la pratique on arrive à L2 inductance ajustable L2 = 1 µH après réglage
et C2 présente une composante fixe 240 pF et ajustable 7-70 pF
w = oméga = 2.pi.f
Mesures.
J'ai relevé l'oscillogramme suivant :
Tension sortie amplificateur : environ 40 V crète = 28 Veff
Le condensateur ajustable C2 permet d’améliorer la forme de la sinusoïde.
A la pratique, l'émetteur remplit son rôle à l'intérieur de la maison.
-8- Alimentation
Comme cet émetteur sera une réalisation unique, j'ai opté pour ne pas développer un circuit imprimé complet. Cette étape aurait permis de disposer d'un objet esthétique à placer éventuellement à l'extérieur du boitier.
Schéma et photos à venir.
-9- Bibliographie
Biblio 1 : Construction - Testeur de Cristal de Quartz (EB#497)
Biblio 3 : Gérard PRIEUR - Radiofréquences et télécommunications analogiques - éditions Masson - 10-1996 ISBN : 2-225-85380-0
Biblio 4 : André PACAUD - Electronique radiofréquence (Technosup - Supélec) - éditions Ellipses 2011 ISBN : 978-2-7298-0073-4
Biblio 5 : François de DIEULEVEULT - Olivier ROMAIN - Electronique appliquée aux
radiofréquences -
éditions Dunod 2011 ISBN : 978-2-10-053748-8
Biblio 6 : Chris BOWICK - RF circuit design - 2 ème édition - ISBN : 978-075-0685184
éditions Newnes - printed by Amazon
Biblio 7 : Calculer et réaliser une bobine pour la conception d'une antenne raccourcie.
-10- Remarques
1- J'ai commencé la réalisation de cet émetteur sur une plaque d'essais type Labdec ou Breadboard (les OM vont bien rire !) : GRAVE ERREUR de ma part car il est impossible de réaliser un montage HF stable sur ce support.
Je m'explique :
- instabilité dans le temps : d'un jour à l'autre et même d'une heure à l'autre, les contacts évoluent et ne se ressemblent plus ;
- instabilité dans l'espace : enficher un composant à une place ou à une autre n'a pas le même effet car en écartant la barrette de contact, on relâche le composant voisin et la résistance / inductance / capacité de connexion change.
Je me suis aperçu de cela en réalisant des mesures avec le VNA qui donnait un Smith différent à chaque essai et dont l'image variait selon la position des composants et pire encore en bougeant les composants dans leur encoche !
2- Sur les photos, il manque les blindages : je n'ai pas encore trouvé le matériau optimal.
3- La tension sur le collecteur de Q3 n'est pas une demi sinus comme celle sur le collecteur de Q2 : je n'ai pas encore trouvé ce qui cloche pour améliorer sa forme (présence d'harmoniques non désirées ?).
4- A l'écoute, il reste un petit ronflement dont je n'ai pas encore saisi l'origine. Je vais attendre la réalisation du projet complet pour en déterminer la cause.
5- Le transistor Q2 s'échauffe plus que je ne l'avais supposé : là aussi, il faut que je comprenne le pourquoi.
6- Le condensateur C2 du réseau adaptateur d'impédance doit être pris pour une tension assez élevée : lors de mes essais, il m'est arrivé, en chargeant la charge en sortie, de le voir s'échauffer fortement.
7- J'ai remplacé le transistor Q3 (2SC2078) par d'autres modèles : 2N3375 les résultats ne sont plus les mêmes.
Par exemple : le 2SC2078 a une capacité d'entrée de 600 pF, le 2N3375 a une capacité d'entrée de 200 pF. Cela nécessite de retoucher les réglages dans une forte proportion.
8- Par expérience, je précise qu'il peut s'avérer également utile de découpler toutes les jonctions du transistor de sortie de l'alimentation ou du régulateur (comme suggéré ci-contre), notamment pour alimenter un poste type CB ou autre afin d'éviter une entrée en oscillation de celle-ci avec élévation de la tension de sortie. |  |
9- Si le fonctionnement du récepteur FM est perturbé par l'émetteur (j'ai eu le problème avec l'émetteur AM 560-1600 kHz), on peut réussir à le corriger en rajoutant une self entre l'antenne FM et la masse.
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